При невыполнении неравенства следует изменить режим или вы­брать другой тип транзистора.

4. Параметры транзистора:

; ; .

5. Находим значения параметров А и В:

, , где .

С помощью графика A(γ1) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1(θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1(θ) опреде­ляем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g1(θ).

6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере

.

З

Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1(θ)

7. , где .

8. .

9. .

10. .

11. .

12. .

13. .

14. .

15. .

16. .

17. .

18. .

19. .

20. .

21. .

22. .

23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзистора для первой гармоники тока:

;

24. Мощность возбуждения и мощность, отдаваемая в нагрузку:

для схемы ОЭ ;

Если Pвых1 будет отличаться от заданной более чем на ±20%, расчет следует провести заново, скорректировав значение Pг.

25. Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника питания, и электронный КПД соответст­венно:

; ; .

26. Коэффициент усиления по мощности, мощность, рассеивае­мая транзистором и допустимая мощность рассеяния при данной тем­пературе корпуса транзистора:

; ; .

Можно принять значение Тп max=Tп, где Tп — допустимое значе­ние, взятое из справочных данных.

Следует убедиться, что .

27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзистора

, где для схемы ОЭ.

Данный расчет исходил из нулевого смещения на входном электроде транзистора. В ряде случаев этот режим может быть не опти­мальным и желательно вести расчет на заданный угол отсечки (на­пример в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол от­сечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1(θ) и определяют

.

Затем в п. 5 находят напряжение смещения Uв0 из соотношения

,

где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1.

Если напряжение смещения должно быть запирающим, то можно применить автосмещение, включив сопротивление , забло­кированное конденсатором. При отпирающем смещении требуется до­полнительный источник напряжения.

3.2. Методика расчета режима транзистора
мощного СВЧ умножителя частоты

В промежуточных каскадах радиопередающих устройств СВЧ при­меняют умножители частоты о выходной мощностью до сотен милли­ватт. Такие СВЧ-умножители являются уже мощными. Умножение часто­ты в них достигается выделением нужной n-й гармоники из импульса коллекторного тока. При расчете режима транзистора, работающего на частотах 108... 109 Гц (сотни МГц), используют кусочно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос­ти выводов транзистора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармонического тока. Схема ОБ обеспечивает лучшие энергетические параметры мощного умножителя СВЧ, чем схема с общим эмиттером (ОЭ). В схеме ОЭ за счет обратной связи через емкость Ск импульс коллекторного тока деформируется и имеет малые коэффициент фор­мы gn(θ), а следовательно, и КПД, и мощность в нагрузке.

Выходная мощность умножителя ограничена несколькими фактора­ми. К ним относятся предельно допустимые значения обратного на­пряжения на эмиттерном переходе Uбэ доп и мощности рассеяния, а также критический коллекторный ток Iкр1.

При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение Uбэ пик увеличивается при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощность, отдаваемую умножителем частоты. При больших углах отсечки уменьшается КПД и растет рас­сеиваемая мощность Рк, что может привести к нереализуемости режи­ма транзистора. Если при оптимизации мощности умножителя частоты опираться только на ограничения по коллекторному току, считая максимальный iк max=Iкр, то оптимальным углом отсечки при n=2 оказывается θ=60°, а при n=3 — θ=40°. При этих углах отсечки КПД будет достаточно высоким, но надо не допустить пре­вышения Uбэ доп. Поэтому часто угол отсечки и для n=2, и n=3 выбирают равным θ=60°.

Расчет режима транзистора ведут на заданную выходную мощ­ность транзистора Pвых n на рабочей частоте nf, определенную по вы­ходной мощности умножителя Pвых n и КПД его выходной согласующей цепи к вых: Рвых n=Рвых/к вых.

Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:

интервал рабочих частот соответствует неравенствам: , ;

транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;

крутизна по переходу Sп считается вещественной;

напряжение на коллекторе — гармоническое;

схема включения транзистора — ОБ;

влиянием индуктивности общего вывода транзистора Lб прене­брегают.

Исходя из заданных Pвых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения условий и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних часто­тах транзистора целесообразно выбирать транзистор с запасом по вы­ходной мощности Pвых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбран­ного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем поряд­ке:

, Вт;
, МГц;
, В;
Uкэ доп, В;
Uбэ доп, В;
, В;
Iкр, А;
Tп, °С;
Sгр, А/В;
fгр, МГц;
Ск, пФ;
rб, Ом;
rэ, Ом;
rк, Ом;
Lб, нГн;
Lэ, нГн;
Lк, нГн.

Напряжение питания Uк0 принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n=2 и n=3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранно­го θ коэффициенты α0, α1, α2, γ1, γn.

Расчет ведут в следующем порядке (режим работы принимают граничным).

1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:

.

2. Напряженность граничного режима

,

где .

3. Амплитуда напряжения и тока n-й гармоники, приведенные к эквивалентному генератору:

; .

4. Сопротивление коллекторной нагрузки:

.

5. Амплитуда n-й гармоники, высота импульса тока эквива­лентного генератора, постоянная составляющая коллекторного тока соответственно:

; ; .

Провести проверку выполнения условия . Если условие не выполняется, то следует сменить транзистор, так как из-за умень­шения частоты fгр нельзя получить заданную мощность.

6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по то­ку в схеме ОБ:

, .

7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:

.

8. Напряжение смещения:

,

где ; ; ; .

9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:

;

.

10. Мощность источника питания, КПД:

; .

11. Коэффициент усиления по мощности:

.

12. Мощность возбуждения:

.

13. Мощность рассеяния:

.

14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:

;

.

4. Результаты расчетов

4.1. расчет усилителя мощности

4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.1.

Исходные данные:

ЧАСТОТА fвх И МОЩНОСТЬ P1 УСИЛИТЕЛЯ,
ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА (2Т934А)

fвх=0,25 ГГц;

P1=0,0614 Вт;

F1=1 ГГц;

R1=3 Ом;

R2=6 Ом;

R3=0,1 Ом;

C1=7 пФ;

C2=2 пФ;

C3=40 пФ;

L1=1,3 нГн;

L2=3,1 нГн;

L3=2,5 нГн;

H=80;

T=160 °;

U1=60 В;

U2=4 В;

U3=0,7 В;

U4=1,2 В;

P2=7 Вт;

S1=0,17;

F2=0,4 ГГц;

K1=10;

P3=3 Вт;

U0=19 В.

Результаты расчета:

2Т934А, ОБЩИЙ ЭМИТТЕР, fвх=0,25 ГГц;

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ

Выходная мощность 0,0614 Вт;

Мощность возбуждения 8,07 мВт;

Коэффициент усиления KУМ=7,60825;

Потребляемая мощность 61,501 мВт;

Мощность потерь 8,1711 мВт;

Коэффициент полезного действия (электронный КПД) ηэ=99,83%.

РЕЗЕРВЫ ТРАНЗИСТОРА

По напряжению на коллекторе 1,582314;

По напряжению на базе 2,439582;

По рассеиваемой мощности 856,669;

Допустимая температура корпуса транзистора 159,8599 °С.

ЦЕПЬ КОЛЛЕКТОРА

Напряжение питания E0=19 В;

Амплитуда напряжения 18,91915 В;

Напряженность режима 0,9957449;

Амплитуда коллекторного тока 6,872006 мА;

Постоянная составляющая коллекторного тока I0к=3,236894 мА;

Диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки R1вых УМ=166,933 Ом;

Реактивная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки X1вых УМ=5,44388 Ом.

ЦЕПЬ БАЗЫ

Напряжение смещения по базе E0б=1,2 В;

Амплитуда тока возбуждения 0,1756269 А;

Угол отсечки 34,69754 °;

Диссипативная составляющая входного сопротивления Zвх R1вх УМ=0,5232769 Ом;

Реактивная составляющая входного сопротивления Zвх X1вх УМ=4,491888 Ом.

4.1.2. расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Цепь смещения (параллельная схема с автосмещением).

;

Выбираем R1: C2-33Н-0,5-360 Ом±5%,

где Е0б — напряжение смещения по базе;

Iок — постоянная составляющая коллекторного тока.

Из условий

; ; (см. рис. 5),

где ; R1вх=R1вх УМ=0,523 Ом — диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в ходе расчетов на ЭВМ (см. п. 4.1.1.), получаем:

;

Выбираем С1: КМ-6-М1500-0,012 мкФ.

;

Выбираем С4: К10-17-1-П33-17,16 пФ.

.

Числовой коэффициент 10 введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: «много больше» мы заменяем на «в 10 раз больше».

б) Последовательная схема питания.

Из соотношений

; ; (см. рис. 6),

где rист — внутреннее сопротивление источника питания, rист=5 Ом; R1вых — диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки, R1вых=R1вых УМ=166,93 Ом, получаем:

;

Выбираем С5: К10-17-1-П33-38,13 пФ.

;

Выбираем С3:

.

4.2. расчет умножителя частоты

4.2.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.2. Исходные данные:

Параметры транзистора

Результаты расчетов:
Параметры режима транзистора (2T919A, схема с ОБщей базой)

4.2.2. расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Входная цепь (параллельная схема с автосмещением, рис. 7).

0,579 Ом;

Выбираем R2: С2-33Н-0,5-0,560 Ом±5%;

R1вх=R1вх УЧ=5,495 Ом;

Аналогично вышесказанному:

;

Выбираем С7: КМ-6-М1500-0,011 мкФ.

;

б) Выходная цепь и фильтр-пробка (C9, C10, L7, рис. 8).

;

R1вых=R1вых УЧ=180,013 Ом.

Аналогично:

;

Выбираем С11: К10-17-1-П33-17,68 пФ.

Емкость C8 и индуктивность L6 служат для защиты источника питания от токов высокой частоты. Номинал C8 рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было крайне мало, а номинал L6 выбирается таким, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было велико. Номиналы L2 и C3 в п. 4.1.2. выбираются из аналогичных соображений.

;

Выбираем С8: К10-17-1-П33-630 пФ.

;

Фильтр-пробка (C9, C10, L7) служит одновременно для выделения колебаний двой­ной (вы­ход­ной) частоты и подавления колебаний входной частоты, чтобы они не про­хо­ди­ли на выход модуля АФАР. Делается это следующим образом. Индуктивность L7 и емкость C9 образуют последовательный колебательный контур, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез посл совпадала с частотой входного колебания ωвх. Как известно, сопротивление последовательного колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно, колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают. В то же время, L7 и C10 тоже образуют колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез паралл совпадала с частотой выходного колебания ωвых. Сопротивление параллельного колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь.

;

Выбираем С10: К10-17-1-П33-8,8 пФ.

, где n=2 — коэффициент ум­но­же­ния частоты;

Выбираем С9: К10-17-1-П33-26,5 пФ.

;

4.3. расчет СОГЛАСУЮЩих ЦЕПей

Расчет проведен с помощью программы MATCHL, разработанной на каф. 406.

4.3.1. расчет входной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS=50 Ом; XS=0;

Импеданс нагрузки RL=R1вх УМ=0,523 Ом; XL=X1вх УМ=4,492 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=100;

;

;

X1=-5,140664, X2=0,5948922

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K2=67,46906 дБ; K3=87,08565 дБ;

Контурный КПД: ηконт=0,902736;

Полоса пропускания 10,28133%.

;

;

Выбираем С2: К10-17-1-П33-124 пФ.

4.3.2. расчет межкаскадной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS=R1вых УМ=166,9 Ом; XS=X1вых УМ=5,44 Ом;

Импеданс нагрузки RL=R1вх УЧ=5,496 Ом; XL=X1вх УЧ=-3,495 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=55;

;

;

X1=-30,62967, X2=33,29518

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K2=55,77115 дБ; K3=75,38773 дБ;

Контурный КПД: ηконт=0,9014694;

Полоса пропускания 18,45297%.

;

;

Выбираем С6: К10-17-1-П33-5,2 пФ.

4.3.3. расчет выходной СОГЛАСУЮЩей П-ЦЕПи

а) Левая часть П-цепи

Импеданс генератора RS=R1вых УЧ=180,0 Ом; XS=X1вых УЧ=40,3 Ом;

Импеданс нагрузки RL=10,0 Ом; XL=0;

Ненагруженная добротность цепи=60;

;

;

X1.1=-42,42937; X2.1=42,31098;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K2=50,30438 дБ; K3=69,92097 дБ;

Контурный КПД: =0,9312816;

Полоса пропускания 24,25356%.

;

;

Выбираем С12: К10-17-1-П33-7,5 пФ.

б) Правая часть П-цепи

Импеданс генератора RS=10,0 Ом; XS=0;

Импеданс нагрузки (RL=50,0 Ом; XL=0);

Ненагруженная добротность цепи=80;

;

;

X1.2=-24.99998; X2.2=20;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K2=35,83519 дБ; K3=55,45177 дБ;

Контурный КПД: =0,975;

Полоса пропускания 50%.

;

;

Выбираем С13: К10-17-1-П33-12,7 пФ.

;

Общий контурный КПД: ;

5. конструкция модуля АФАР

5.1. Выбор элементной базы

В принципе устройство может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии1, поскольку в диапазоне 0,25… 1 ГГц такая технология применяется достаточно широко, но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах, поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для данного диапазона частот (пп. 4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические размеры выбранных элементов показаны на рис. 13… 17.

Так как стандартные индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп. 4.1. и 4.2.) отсутствуют в номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром 0,5 мм.

Известно, что индуктивность L отрезка проводника круглого сечения длиной l равна

,

где d — диаметр проводника, причем d и l необходимо подставлять в сантиметрах, тогда L получится в нГн.

С помощью пакета Mathcad Professional 7 было проведено исследование зависимости индуктивности отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров (d=0,5 мм (рис. П.1.1.), d=0,6 мм (рис. П.1.2.), d=1,0 мм (рис. П.1.2.), файлы ind05mm.mcd, ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Приложение 1).

Из представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности (например, 30 нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник (l=32,8 мм, (d=0,5 мм), l=34 мм, (d=0,6 мм), l=37,2 мм, (d=1 мм)).

Следовательно, индуктивности L1, …, L8 будем изготавливать из отрезков проводника диаметром d=0,5 мм. Длину отрезка будем вычислять по полученной номограмме (рис. П.1.1.). Таким образом,

L1=0,378 нГн: 1,5 мм;

L2=3,32 нГн: 6 мм;

L3=31,83 нГн: 34 мм;

L4=21,19 нГн: 25 мм;

L5=34,98 нГн: 37 мм;

L6=15,6 нГн: 19 мм;

L7=11,46 нГн: 15 мм;

L8=19,82 нГн: 23,5 мм.

5.2. Выбор типоразмера печатной платы

Исходя из жестких требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы выбираем коэффициент дезинтеграции Kд равным 2.

Для выбора типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции Kд и из стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади. Площади, занимаемые элементами, приведены в табл. 1.

Суммарная площадь элементов:

SΣ=2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+
+31,28·10+31,28·1+42,25·2)=1834,58 мм2.

Выбираем плату размером 3560 мм; S=2100 мм2.

5.3. Технология изготовления печатной платы

Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий конфигурацию и расположение печатных проводников, т. е. имеющий прорези и отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования фоторезист задубливают, т. е. помещают плату в специальный раствор, в котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что транзисторы будут установлены отдельно — в последнюю очередь, т. к. они чувствительны к перегреву и имеют планарные выводы.

Таблица 1

5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР

Поскольку изделие устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет изготовить из алюминия методом литья.

Кроме того, в корпусе будут иметь место три отверстия для трех разъемов — двух высокочастотных (сигнальных) — входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками, препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых коммуникаций.

Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами, входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки, составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса.

Для обеспечения ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.

Литература

1. Грановская Р. А. Расчет каскадов радиопередающих устройств. — М.: МАИ, 1993.

2. Грановская Р. А. (ред.) Проектирование активных элементов модулей АФАР дециметрового диапазона. Учебное пособие. — М.: МАИ, 1980.

3. Грановская Р. А. (ред.) Проектирование активных элементов модулей АФАР сантиметрового диапазона. Учебное пособие. — М.: МАИ, 1980.

4. Транзисторы. Справочник (Массовая радиобиблиотека) — М.: «Радио и связь», 1989.

5. Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник. — М.: «Энергоиздат», 1982.

6. Масленников М. Ю., Соболев Е. А., Соколов Г. В., Соловейчик Л. Ф., Переверзева А. В., Федотов Б. А. Справочник разработчика и конструктора РЭА. Элементная база (книга I). М.: «Энергоатомиздат», 1993.

7. Александров К. К., Кузьмина Е. Г. Электротехнические чертежи и схемы. — М.: «Энер­го­атомиздат», 1990.

8. Истомин А. Н., Породин Б. М. Методические указания к выполнению РГР по расчету элек­тро­преобразовательных устройств. — М.: МАИ, 1992.

1 Iкр — значение тока коллектора, при достижении которого час­тота падает на 3 дБ (в два раза) по отношению к ее максимальному значению при заданном напряжении коллектор-эмиттер.

1 По-хорошему-то!